Драйвер двухтактного затвора для мостовой схемы H

На тонкости типа С никто не указал. Обратите внимание на PNP СВЕРХУ, NPN СНИЖЕНИИ. Это правильный способ управлять воротами FET на максимальной скорости.

Q29 усиливает сигнал логического уровня.

Q11 и Q12, соответственно, сильно прижимают ворота к шине привода или к шине заземления. Низкий импеданс. Это самая быстрая коммутационная топология, дающая практически неограниченный заряд затвора и неограниченный заряд затвора DIS. В этот момент сопротивление затвора становится критическим. Вы также узнаете, почему они могут быть 2 Вт или более на больших полевых транзисторах. Если у вас есть прицел, будьте эмпиричны, я обычно нахожу 4,7R идеальным. Ниже - звенит, выше - округляет склон и начинает ГОРЯЧО! :D

«Стандартная» схема, которую используют почти все, с NPN вверху и PNP внизу, представляет собой двухтактный УСИЛИТЕЛЬ. Это схема драйвера по умолчанию, и это НЕПРАВИЛЬНО!

Скорость переключения определяется коэффициентом усиления соответствующих транзисторов, они никогда не бывают жестко насыщенными, а заряд/разряд затвора ограничен. По мере роста напряжения на затворе Vce уменьшается на NPN, а также ток заряда. По мере падения напряжения на затворе падает Vce на PNP и ток разряда. Базы могут быть жестко управляемыми, но путь тока для емкости затвора сильно ограничен, так как напряжение на транзисторе недостаточно. Они также создают перекрестные искажения и имеют неприятное колено при половине напряжения на шине ... Они сжигают полевые транзисторы, как только вы начинаете увеличивать скорость. Это УСИЛИТЕЛЬ, а не ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЬ.

Все драйверы FET, хотя они и используют FET вместо транзисторов, запускают PNP (Pchannel) на TOP.

У транзисторов проблема... Базовый ток. Базы должны быть поставлены на рельсы, чтобы они работали, как будто вам нужен драйвер для драйвера, лол ... в этом цель Q29 и его подтягивания.

Или... Используйте драйверные чипы и забудьте об этом :)

Да, это работает и на полевых транзисторах Pchannel, если вы помните, что для этого требуется инвертирование. +VE <--> -VE. ПНП <--> НПН.

Только мои два цента стоят, бери или уходи. Точное переключение всегда плюс в драйверах Hbridge ;)

Ваш вопрос существенно изменился по сравнению с его первоначальной формой, для которой я написал этот ответ, поскольку он был закрыт. В приведенном ниже ответе рассматривается только управление полевым МОП-транзистором P-канала с высокой стороной с использованием того, что вы называете своей «двухтактной» схемой, которую вы первоначально опубликовали:

У вас есть правильное представление о том, как управлять P-канальным полевым транзистором с высокой стороной, но вы упустили некоторые детали:

1. Нет ничего, что ограничивало бы размах напряжения затвора допустимым диапазоном. 24 В слишком много для многих полевых транзисторов.

2. Избавьтесь от R95. Я даже не могу предположить, для какой цели, по вашему мнению, это служит. Это только замедлит реакцию.

Вот лучшая схема, использующая вашу основную концепцию:

Эта схема предназначена для случая, когда напряжение питания хотя бы на несколько вольт больше, чем требуемый размах затвора полевого транзистора.

Вместо того, чтобы использовать Q1 в качестве переключателя, он является управляемым стоком тока. При напряжении 3,3 В на базе около 2,6 В на резисторе R1. Это означает, что ток через R1 составляет 9,6 мА. Большинство из которых поступает от коллекционера. Поэтому, когда цифровой сигнал низкий, транзистор Q1 выключен. При высоком уровне Q1 проседает чуть более 9 мА, независимо от напряжения питания.

9 мА через 2 кОм дают 18 В. Зенеровский диод D1 ограничивает это напряжение до 12 В. 12 В на R2 дает 6 мА. Остальные 3+ мА проходят через D1, ограничивая напряжение до безопасного уровня для затвора. Большинство полевых транзисторов нормально работают при напряжении 12 В на затворе, но, как всегда, сверьтесь с техническим описанием конкретного полевого транзистора, который вы используете.

Остальные транзисторы, Q2 и Q3, являются буфером импеданса за счет потери около 700 мВ на каждом конце. Импеданс резистора R2 2 кОм вместе с емкостью затвора полевого транзистора приводит к медленным временам нарастания и спада. Буфер с двойным эмиттерным повторителем уменьшает импеданс в 2 кОм за счет коэффициента усиления транзисторов. Например, если коэффициент усиления равен 100, то затвор полевого транзистора управляется с сопротивлением около 20 Ом. Это гораздо лучше.

Обычно потери 700 мВ на каждом конце не имеют значения, но вы должны это учитывать. С стабилитроном на 12 В это означает, что затвор управляется до 11,3 В вместо 12 В. Большинство полевых транзисторов имеют хороший R _DSON при 10 В, но проверьте свое техническое описание. С другой стороны, 700 мВ должно быть намного ниже, чем у полевого транзистора, но опять же, проверьте техническое описание.

Хорошей идеей будет поставить на затвор подтягивающий резистор, чтобы в конце концов затвор плавал до 0 В. Это также помогает при запуске.

Я бы предложил вторую схему Олина с некоторыми изменениями. Я бы не стал использовать D1, вместо этого я сделаю R1 100R и R2 470R. Эти изменения дадут мне 26 мА на R1 и около 12 В на R2. 26 мА на базе Q2 и Q3 даст вам больше тока на затвор полевого транзистора.

Исходная схема выше не работает. Есть ошибка. Каналу P Mosfet нужен отрицательный VGS. Например, VGS=-10V. Источник подключается к +24В и VDD = 12В. Когда Q44 включен, VG=+12В и Vs=+24В, поэтому VGS Q47=-12В. Он запускает Q47 (ON). Но когда Q45 включен, VG=0В и VS=+24В, тогда VGS Q47=-24В. Q47 будет в состоянии «ВКЛ.», т. к. напряжение VGS превышает -20 В.