Расчет сопротивления подтягивания для затвора данного полевого МОП-транзистора

Вот количественный способ определения границ допустимого сопротивления оконечной нагрузки затвора.$R_g$для мощных МОП-транзисторов.

Это будет ленивый ленивый ленивый($L^3$) подход. Так:

• Очень простая модель FET, просто$C_{\text{gd}}$,$C_{\text{gs}}$, и$R_g$включены.
• Конденсаторы FET считаются только линейными.
• Ворота FET были сброшены к истоку через$R_g$.
• $V_{\text{ds}}$будет использоваться форсирующее напряжение не более сложное, чем линейная рампа.

Цель ($L^3$) заключается в том, чтобы получить максимальное понимание/полезность с минимальными усилиями, используя максимально простую, но все же содержательную модель.

Модель представляет собой простой емкостной делитель с резистивной тягой вниз.$V_{\text{gs}}$была решена в частотной области, а затем обратным преобразованием Лапласа во временной области.

С помощью этой модели анализируются три рабочих состояния:

1. Напряжение появляется на стоке к истоку, в то время как$R_g$знак равно$\infty$. Это условие, которое никогда не должно возникать в реальной схеме, но над которым стоит задуматься.
2. Ворота завершаются к источнику через$R_g$с некоторым конечным значением, а любое изменение$V_{\text{ds}}$медленно и редко. Каждый используемый FET проводит некоторое время в этом состоянии. Например, во время запуска все полевые транзисторы проходят через период, когда они должны быть выключены, и любое изменение$V_{\text{ds}}$происходит в течение миллисекунд. Во время этого типа работы полевой транзистор по существу является пассивным устройством.
3. Частое короткое переключение времени нарастания и спада с$R_g$имеющие некоторое конечное значение. Большинство полевых транзисторов в конечном итоге проводят длительное время в этом состоянии.

1. Бесконечные врата:$R_g$знак равно$\infty$

После установки$R_g$знак равно$\infty$:

$V_{\text{gs}}$знак равно$\frac{C_{\text{gd}} V_{\text{ds}}}{C_{\text{gd}}+C_{\text{gs}}}$

Итак, в этом случае$V_{\text{gs}}$просто масштабированная версия$V_{\text{ds}}$, а масштабным коэффициентом является емкостной делитель$C_{\text{gd}}$и$C_{\text{gs}}$. Для IRF510:

$V_{\text{ds-max}}$= 100 В
$C_{\text{gd}}$знак равно$C_{\text{rss}}$= 20 пФ
$C_{\text{gs}}$знак равно$C_{\text{ciss}}$-$C_{\text{gd}}$= 135 пФ - 20 пФ = 115 пФ
$V_{\text{gth-min}}$= 2В

Если напряжение сток-исток превышает 14 В,$V_{\text{gs}}$будет больше, чем пороговое значение 2 В, и часть начнет проводить. Неважно, как появится напряжение на стоке, лишь бы оно там было. Довольно очевидно, почему никто никогда не оставляет вентиль FET ненагруженным.

2. Полевой транзистор выключен во время запуска системы:$R_g$= Некоторое конечное значение

Разрешение$R_g$быть переменной конечной величиной:

$V_{\text{gs}}$знак равно$C_{\text{gd}} V_{\text{dsSlp}} R_g \left(1-e^{-\frac{t}{R_g \left(C_{\text{gd}}+C_{\text{gs}}\right)}}\right)$

$V_{\text{dsSlp}}$представляет собой наклон или линейное линейное изменение напряжения (в вольтах в секунду) между стоком и истоком. Если$V_{\text{ds}}$повышается от 0 до 25 В за 2 миллисекунды,$R_g$должно быть менее 11 МОм для$V_{\text{gs}}$оставаться ниже порога 2 В и оставаться выключенным.

Такие медленные темпы изменений (в диапазоне от 1 до 10 миллисекунд) для$V_{\text{ds}}$вот почему Олин Латроп может правильно сказать$R_g$значения 1 кОм, 10 кОм или 100 кОм должны работать. Таким образом, да, для пассивного подтягивания, чтобы держать полевой транзистор выключенным во время запуска системы или других редко переключаемых приложений с низким dV / dt, подойдет почти любой килоомный резистор.

Зачем вообще тратить время на просмотр этого? Если это все, что есть, мы все можем просто перевернуться, снова заснуть и быть счастливыми. Но это еще не все, так что давайте посмотрим на это немного дальше.

3.$R_g$Требования с высоким значением dV/dt на стоке к источнику — проблема dV/dt

Почти все полевые транзисторы в конечном итоге часто переключаются между 10 кГц и 500 кГц с коротким временем нарастания и спада.$V_{\text{ds}}$переходы. Большинство полевых транзисторов выключаются через 20–100 наносекунд, и именно здесь становится важным окончание затвора. Давайте посмотрим на IRF510 с$V_{\text{ds}}$линейно возрастает от 0 до 25 В за 50 наносекунд. Используя уравнение в условии 2 выше:

$V_{\text{gs}}$знак равно$\text{(20pF) }\text{(25V/50nsec) }\text{Rg} \left(1-e^{-\frac{\text{50 nsec}}{\text{(20pF + 115pF)} \text{ Rg}}}\right)$

Итак, подключив значение 270 Ом для$R_g$дает$V_{\text{gs}}$~ 2В. Это будет наивысшее значение$R_g$который можно было бы использовать без повторного включения полевого транзистора.

$R_g$больше, чем это максимальное значение, позволяет полевому транзистору включаться немного или сильно, в зависимости от энергетического форсирования$V_{\text{ds}}$. Полевой транзистор может включаться только для утечки тока и рассеивания мощности, но не оказывает реального влияния на$V_{\text{ds}}$, или может включиться достаточно, чтобы вызвать$V_{\text{ds}}$падать, что в правильных условиях может вызвать колебания.

Ясно, что чем выше пиковое значение или скорость перехода$V_{\text{ds}}$тем ниже должно быть сопротивление цепи затвора.

Нахождение минимального значения для$R_g$

Почему бы просто не сделать$R_g$ноль или как можно меньше?

До сих пор в этом анализе в цепи затвора преобладало сопротивление, но в цепи затвора также была индуктивность. Если сопротивление затвора сведено к минимуму, индуктивность затвора становится доминирующей в динамике схемы, а при$C_{\text{gs}}$образует LC-резонансный контур. Цепи LCR с Q> 1 становятся все более кольцевыми, что создает проблему для управления затвором полевого транзистора, если заряд вводится через$C_{\text{gd}}$от$V_{\text{ds}}$или также от переключения сигнала от привода затвора. Например, схема LCR с добротностью 2 будет звонить примерно в 1,5 раза больше своего управляющего напряжения. Для привода затвора с источником 14 В добротности 2 будет достаточно, чтобы повредить затвор большинства полевых транзисторов.

Для последовательного LC-резонансного контура:

Q =$\frac {Z_o} {R}$и$Z_o$знак равно$\sqrt {\frac {L} {C}}$

Давайте рассмотрим конкретный случай с IRF510. Включая трассировку и индуктивность корпуса, схема затвора легко может иметь индуктивность 11 или 12 нГн. Напомним, что IRF510 имеет$C_{\text{gs}}$115 пФ, поэтому$Z_o$будет около 10 Ом. Соответствие$R_g$к$Z_o$даст Q, равную 1, что будет максимальной добротностью для отсутствия выброса формы сигнала возбуждения. Минимум$R_g$должно быть больше, чем$Z_o$.

Некоторые вещи, о которых следует помнить

• $R_g$полное последовательное сопротивление между затвором и истоком полевого транзистора. Это включает выходное сопротивление драйвера, сопротивление в соединении от привода к затвору полевого транзистора, сопротивление в структуре полевого транзистора (физический затвор и корпус).
• Полезные значения для$R_g$попасть в диапазон, не слишком высокий и не слишком низкий.$R_g$>$R_{g-\max }$или же$R_g$<$R_{g-\min }$может вызвать колебания полевого транзистора.
• Все полевые транзисторы демонстрируют эффекты dV/dt, особенно детали старых технологий.

Считайте, что это минимальные сведения о сопротивлении цепи затвора в полевых МОП-транзисторах.

1 кОм, 10 кОм или 100 кОм должны работать.

Подумайте, какова цель раскрывающегося списка и когда это имеет значение. Во время нормальной работы ворота обычно активно управляются в обе стороны. Подтягивающий резистор не делает тогда ничего полезного, и лучший не мешает.

Обычно целью понижения напряжения является удержание полевого транзистора в выключенном состоянии во время запуска, в то время как схема управления активным затвором имеет высокий импеданс. Это может произойти, например, если затвор управляется напрямую от вывода микроконтроллера. Может пройти 10 с мс, прежде чем часы микро начнут работать, и он приступит к выполнению инструкций, которые переводят вывод в известное состояние вывода. Это может быть плохо, если полевой транзистор должен быть включен только на несколько мкс за раз, чтобы предотвратить, например, насыщение какой-либо катушки индуктивности. В таких случаях не только пробуждение полевого транзистора может вызвать чрезмерный ток, но этот чрезмерный ток может фактически помешать питанию полностью подняться, по сути заблокировав схему в режиме лома на неопределенный срок.

Итак, каковы критерии для определения значения раскрывающегося списка? С одной стороны, сопротивление должно быть достаточно низким, чтобы затвор вовремя разряжался и мог оставаться в низком состоянии, несмотря на емкостную связь от переходных процессов при запуске. Затвор полевого транзистора имеет очень высокое сопротивление и в основном выглядит емкостным. Даже большой резистор может в конечном итоге разрядить емкость затвора. Ограничивающим фактором является то, насколько быстро устройство может быть выключено, а затем снова включено. Хотя обычно это не проблема. Гораздо труднее судить о сохранении низкого уровня затвора, несмотря на переходные процессы при запуске, поскольку почти невозможно узнать, откуда могут исходить эти переходные процессы и насколько сильно они будут связаны с узлом затвора. Вот почему вы видите такой диапазон. Никто толком не знает, что нужно, поэтому экспериментируют и дерейтингуют, или, что более вероятно, выбрать красивый номер. Представление о хорошем у разных людей разное.

С другой стороны, вы не хотите, чтобы пулдаун потреблял значительный ток, который в противном случае привел бы к быстрому или вообще высокому уровню затвора. Если вы используете драйвер FET, который может выдавать 1 А во время переключения, дополнительные 10 мА от 1 кОм понижения в значительной степени не имеют значения. С другой стороны, если затвор управляется напрямую от микровывода, то дополнительные 5 мА при понижении сопротивления 1 кОм могут доставлять значительные неудобства. В этом случае 10 кОм было бы лучше. Выше этого редко бывает необходимо, но в некоторых маломощных схемах, где полевой транзистор включен в течение длительного периода времени, вам может понадобиться 100 кОм.

Итак, как я уже сказал, 1 кОм, 10 кОм или 100 кОм должны работать.