Помощь в разработке транзисторного усилителя BJT

Давайте придерживаться дизайна CE. Его можно найти повсюду в учебниках, и его нетрудно понять и применить. Однако я собираюсь обсудить начальную загрузку.

Позвольте мне начать с размещения двух схем:

^{смоделируйте эту схему - схема, созданная с помощью CircuitLab}

Левая сторона - это, по сути, та, которую вы разложили (и ее нужно было нарисовать с помощью предоставленного редактора схем). Правая сторона - это загрузочная версия того же самого.

Огромная и вопиющая проблема с базовой конструкцией CE слева заключается в том, что смещающая пара должна быть достаточно «жесткой», чтобы обеспечить предсказуемую точку смещения. Вообще говоря, если предположить, что BJT имеет коэффициент усиления по току не менее 100 и что «жесткий» означает, что смещающая пара должна демонстрировать примерно в десять раз больший ток рекомбинации базы, в результате ток смещающей пары составляет примерно одну десятую тока покоя коллектора. текущий. Конечно, это просто правило. Но вы не можете уйти слишком далеко от него без больших неприятностей. (Кстати, у вас есть некоторые существенные ограничения.)

Хуже того, смещающая пара обычно не может установить базу посередине между$V_{CC}$и земля. Особенно, когда вам нужен требуемый выходной диапазон. Это значит, что$R_3$в приведенных выше схемах должно быть небольшим, и оно доминирует над входной нагрузкой (если сопротивление отраженного эмиттера не доставляет вам проблем, во-первых).

Короче говоря, ваш$R_{OUT}\le 15\:\textrm{k}\Omega$и диапазон выходного напряжения предполагает$I_{C_{q}} \ge 300\:\mu\textrm{A}$и парный ток смещения$I_{bias} \ge 30\:\mu\textrm{A}$. Вероятно, это означает, что$R_3\le 100\:\textrm{k}\Omega$и ты уже не собираешься делать свой$R_{IN}\ge 200\:\textrm{k}\Omega$. И это при условии отсутствия маржи и других проблем, с которыми нужно бороться (например, высокий коэффициент усиления предполагает низкое значение для$R_5$предлагая низкий входной параллельный импеданс, чтобы сделать ситуацию еще хуже для вас.)

Правая сторона на помощь. Здесь,$R_6$помогает изолировать ваш источник входного сигнала от нагрузки смещающей пары. Это устанавливает некоторую дистанцию , и это очень помогает.

$C_4$делает здесь следующее. Поскольку излучатель$Q_1$имеет примерно такой же сигнал, как и на базе,$C_4$отражает это обратно в общий узел смещающей пары. Поскольку сам сигнал выглядит почти одинаково, теперь с обеих сторон$R_6$тогда есть только очень маленький$\Delta V$появляющийся через$R_6$а это означает, что вызванный сигналом ток через$R_6$так же очень мал.

В идеальном мире сигнал был бы одинаковым по обе стороны$R_6$и будет ровно нулевой ток, индуцированный изменяющимся входным сигналом, а это означает, что не будет никакой нагрузки , вызванной смещающей парой. В этом случае вы можете полностью игнорировать смещающую пару как проблему нагрузки на вход и исследовать только импеданс, отраженный эмиттером.

Конечно, мир не идеален. Но этот метод все равно работает очень и очень хорошо. Он почти изолирует смещающую пару от входа. Это означает, что вам нужно беспокоиться только об импедансе эмиттера, отраженном обратно к источнику входного сигнала. Хороший!

Хорошо. Итак, допустим, вы хотите использовать$R_1=12\:\textrm{k}\Omega$схема справа. Но вы должны быть уверены, что ваша нагрузка на вход соответствует вашей$R_{IN}\ge 200\:\textrm{k}\Omega$Спецификация. Предположим, что вы можете рассчитывать только на$\beta\ge 100$ради маржи. Тогда очевидно, что$R_5\ge 2\:\textrm{k}\Omega$. Это предполагает, что мы можем игнорировать загрузку входной пары смещения из-за волшебства$R_6$.

Здесь можно немного схитрить. Вы могли бы предположить$\beta\ge 200$, вместо. 2N3904 BJT почти наверняка поможет вам в этом. Но если вы хотите спроектировать это с некоторым запасом... или если у вас есть еще более широкий диапазон выходного напряжения, который может сжать$V_{CE}$вашего BJT немного ... тогда вам может быть разумнее принять более низкое значение.

Вы также можете провернуть$R_1$резервное копирование в полном объеме$15\:\textrm{k}\Omega$и таким образом выжимать некоторую выгоду.

Но, как вы можете видеть, хотя самозагрузка поможет вам изолировать ваш ввод от вашей пары смещения, она не защитит вас от загрузки вашего эмиттера. С этой топологией невозможно избежать этой проблемы. Но в моей книге вы берете то, что можете получить. Таким образом, начальная загрузка может облегчить вам задачу, позволив вам получить хотя бы разумный выигрыш, а также удовлетворив входную спецификацию.

Вот пример дизайна, где я предположил$\beta=200$является приемлемым, так что спецификация входной нагрузки может быть приблизительно соблюдена, в то время как я также использую более высокое значение усиления, установив$R_5=1\:\textrm{k}\Omega$. (С лучшим$\beta$, это может быть даже больше, чем встречалось. Но это ваш выбор.)

Следующее не дает желаемого усиления за один этап. Поэтому за ним должен следовать еще один этап.

^{смоделируйте эту схему}

Пройдемся по цифрам. Я предполагал, что хочу абсолютный минимум$V_{CE}\ge 4\:\textrm{V}$. Это из опыта. Я также хочу, чтобы напряжение эмиттера было настолько высоким, насколько я могу себе позволить. Учитывая здесь усиление по напряжению в районе 10, а вход с$V_{IN_{PP}}=160\:\textrm{mV}$, я говорю только о$V_{OUT_{PP}}=2\:\textrm{V}$и это означает, что я могу установить эмиттер по крайней мере$3\:\textrm{V}$. Хороший. Я также предоставлю такой же запас по верхней направляющей. Значит, я хочу$V_{C_q}=15\:\textrm{V}-3\:\textrm{V}-\frac{2\:\textrm{V}_\textrm{PP}}{2}=11\:\textrm{V}$. Тогда ток покоя$400\:\mu\textrm{A}$, как показано. я установил$R_5=1\:\textrm{k}\Omega$(принимая во внимание$\beta\ge 200$здесь) и признавая, что$r_e=\frac{26\:\textrm{mV}}{400\:\mu\textrm{A}}=65\:\Omega$. Я могу ожидать выигрыша, близкого, но не совсем к 10. ($\frac{10\:\textrm{k}\Omega}{1\:\textrm{k}\Omega+65\:\Omega}\approx 9.4$.)

$C_4$может быть довольно небольшим. Он должен пропускать достаточный ток для нагрузки смещающей пары, с которой он сталкивается. Но я позволю вам решить это самостоятельно. Не все так сложно. То же самое и с другими конденсаторами. Это осталось как работа впереди (хотя и не тяжелая работа).

я использовал$R_6=270\:\textrm{k}\Omega$. На самом деле, это может быть немного выше без труда. Изменение тока коллектора для ожидаемых изменений сигнала ($\pm 80\:\textrm{mV}$) меньше, чем$\pm 10\:\mu\textrm{A}$. Учитывая мое предположение$\beta=200$, это значит возможно$\pm 50\:\textrm{nA}$менять в базе. Это выглядит примерно$\frac{\Delta V}{\Delta I}=\frac{80\:\textrm{mV}}{50\:\textrm{nA}}=1.6\:\textrm{M}\Omega$. Значение$R_6$существенно меньше, так что проблем нет. Учитывая ожидаемый базовый ток$2\:\mu\textrm{A}$, это означает примерно$540\:\textrm{mV}$через$R_6$, следовательно, предполагаемое напряжение точки смещения, которое я добавил к схеме. Это не критично.

Я рассчитывал на настройку тока смещения не менее 10 раз. Но в данном случае я сделал его в 40 раз больше. Я получил это, просто установив$R_3=47\:\textrm{k}\Omega$а затем выясняя, что ток смещения тогда будет около$90\:\mu\textrm{A}$. Это намного выше потребности, и это здорово. Оттуда я понял$R_2$, также.

Попробуйте его в спайсе и посмотрите, нравится ли вам его поведение. Он должен быть примерно в нужном районе. Попробуйте различные значения бета и немного измените температуру. Посмотрите, как это получается. Затем проверьте среднеквадратичную нагрузку по току для вашего источника напряжения. Думаю, вам это приятно.

Небольшая заметка о том, как самостоятельно подумать о загрузке ввода. Представьте, что вы делаете очень маленькую, быструю замену$\Delta V=100\:\mu\textrm{V}$на вход в основание$Q_1$. Посмотрите на этот узел и представьте последствия с точки зрения тока. Поскольку это бутстрап, почти нет изменений тока через$R_6$. Так что игнорируйте это соображение. Что еще? Ну, излучатель$Q_1$подтягивается почти на ту же величину (при условии незначительного изменения тока коллектора/эмиттера). Но это подтягивает на одном конце$R_5$. Однако другой конец$R_5$привязан к$C_2$. Из-за того, насколько это неожиданно, напряжение на$C_2$еще нет времени менять. Итак, другая сторона$R_5$не может изменить свое напряжение. Таким образом, чистый эффект здесь заключается в изменении напряжения на$R_5$этим же$\Delta V=100\:\mu\textrm{V}$. Это означает увеличение тока эмиттера$\frac{\Delta V}{R_5}$. (Сопротивление переменного тока на излучателе в основном равно$R_5$, короче говоря.) Но ток базы изменяется только на величину, меньшую в раз$\beta+1$. Таким образом, чистый эффект заключается в том, что вход видит только это небольшое изменение базового тока для этого небольшого изменения напряжения. Следовательно, входное сопротивление равно$\approx \left(\beta+1\right)\cdot R_5$. Это не совсем так, потому что существует также сопротивление переменному току из-за$r_e=\frac{V_T}{I_C}$. Так что, возможно, лучше аппроксимировать это как$\approx \left(\beta+1\right)\cdot \left(R_5+r_e\right)$.

В приведенной выше схеме, принимая также во внимание очень небольшую нагрузку, видимую через$R_6$и$C_4$, входное сопротивление должно быть около$201\:\textrm{k}\Omega$когда$\beta=200$. Который как раз соответствует вашим спецификациям. Я сделал это по дизайну.

Есть дешевый хак, который принесет вам 50 очков, используя два из этих этапов. Для этого почти не нужно думать или прилагать усилия.

Предполагая, что вы можете гарантировать минимум$\beta=200$для вашего транзистора NPN (несложная гарантия), то первый каскад будет иметь входную нагрузку$201\:\textrm{k}\Omega$и имеют коэффициент усиления по напряжению около 9,4. Его выходное сопротивление$10\:\textrm{k}\Omega$.

Если вы скопируете этот этап и сделаете еще один точно такой же, то он загрузит первый этап, так что результирующее усиление будет$9.4\cdot \frac{201\:\textrm{k}\Omega}{10\:\textrm{k}\Omega+201\:\textrm{k}\Omega}\approx 8.95$, до применения усиления следующего этапа. Таким образом, вам нужна новая чистая прибыль около$\frac{50}{8.95}\approx 5.59$чтобы получилось правильно.

Не утруждайте себя заменой выходного резистора ($R_1$) на втором этапе. Это хорошо и работает лучше, чем спецификация. Оставь это. На самом деле, оставьте почти все остальное в покое. Мы просто хотим изменить коэффициент усиления и, возможно, немного увеличить ток покоя, чтобы мы могли снизить напряжение покоя на коллекторе заключительного каскада — чтобы получить немного больше места для более широкого выходного напряжения.

(Помните, что я установил его на$11\:\textrm{V}$до. Но с ожидаемым восходящим колебанием$4\:\textrm{V}$, который разбивает нас прямо о верхний рельс. Таким образом, значение покоя должно снизиться на вольт или около того.)

Часть усиления проста. Значение$R_5=1.8\:\textrm{k}\Omega$на втором этапе становится очень близко. Так что назовем это хорошим. Однако общее сопротивление в плече эмиттера должно остаться прежним, так что теперь$R_4=5.6\:\textrm{k}\Omega$также необходимо, в остальном все остается по-прежнему.

Тем не менее, я сказал, что мы должны немного понизить выходное напряжение покоя, чтобы получить запас по высоте. Так что это означает отказ от второй ступени$R_4=4.7\:\textrm{k}\Omega$может быть немного лучший выбор здесь. Нам нужна дополнительная маржа.

Таким образом, этап 2 точно такой же, как этап 1, за исключением того, что вы меняете значения$R_4$и$R_5$как указано выше. В противном случае, это все.

Ой. Хорошо. Вы также можете изменить 2-й этап$R_6=220\:\textrm{k}\Omega$. Я немного увеличил ток покоя (на 10% или около того), и это означает, что базовый ток покоя примерно на ту же величину больше, что снижает напряжение немного больше, чем планировалось. Поэтому имеет смысл немного уменьшить его значение, чтобы вернуть дроп в план. Я получаю немного больше маржи против$V_{CC}$вот так (думаю, стоит), но мне, наверное, и без сдачи хватит. я бы, наверное, бросил$R_6$вниз. Но, наверное, и не требуется. Вам решать.

Вы должны увидеть очень близкое значение коэффициента усиления по напряжению к желаемым 50. На практике, возможно, чуть меньше или чуть больше. Вы не можете полагаться на точные 50: (1) дискретная жизнь так не работает; и (2) я просто использовал стандартные значения для резисторов; и (3) до сих пор не учитывается неизвестный (пока) входной импеданс источника или неизвестная (пока) выходная нагрузка. Но, как некоторые говорят по-английски, «этого должно быть достаточно для игры в подковы».

Каскодируйте (погуглите) общий базовый каскад над коллектором входного каскада, а затем обратитесь от эмиттера выходного каскада к подходящей точке в цепи смещения?

Обратная связь — ваш друг (как и запуск сети предвзятости).

Также обратите внимание, что транзисторы PNP доступны так же, как и NPN, это может оказаться полезным, а может и не оказаться.

В библиотеке есть хорошие вещи, я отсылаю вас как к TAOE, так и к «Small signal audio design» от Self, в котором IIRC имеет некоторые биполярные трюки с высоким входным импедансом.

Вы можете исследовать «длиннохвостую пару» в качестве входного каскада, у нее есть интересные возможности.

это довольно легко спроектировать.

начиная назад. Поскольку входной каскад работает на 1,0 мА, я бы выбрал выходной каскад на 1 мА. Re3=5.5k -> выберите стандартное значение. Ro = Re3/beta, и это наверняка удовлетворит Ro<15K.

для входного каскада коэффициент усиления = (Rc//beta * Re2) / Re1 ~=Rc / Re2 = 50. Таким образом, Re2 = 10k / 50 = 200. Подберите конденсатор достаточно большого размера.

Re2 предназначен для обеспечения стабильности смещения по постоянному току. 220р - 1к было бы хорошо. скажем 1к.

Тогда падение напряжения на Re2 составляет (15–6,2 В)/10 кОм * 1 кОм ~= 1 В (или 1 мА * 1 кОм). Это означает, что напряжение на базе входного транзистора составляет 1 В + 0,7 В = 1,7 В.

Я бы выбрал R2, чтобы он был чуть больше требуемого входного сопротивления. поэтому R2 = 220К.

Затем выберите R1 так, чтобы база находилась на уровне 1,7 В: = (15 - 1,7 В) / (1,7 В / 220K) = ...

Быстрый симулятор предполагает усиление в 70 раз. Чуть более высокий Re1 вернет это обратно.